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引言

    隨著電力電子技術，微型計算機和大規模集成電路的飛速發展，使得由變頻器組成的交流電機變頻調速系統迅速發展成熟起來，并得到了越來越廣泛的應用。

    現有的振動棒產品基本上都是一種電動機帶發電機，再由發電機提供200Hz交流電，帶動高速振動棒電機運行的工作狀態[1]。其突出的缺點是體積和重量都比較大，對現場施工造成使用和移動上的很大不便。本文研究的重點是將交流變頻調速技術，應用在振動棒這一種小型建筑用機械上，開發一種新型變頻電源。在實現振動棒功能的同時使整機的體積和重量都大幅減小，并提高輸入端的功率因數，穩定輸出端的電壓和頻率，還能降低產品的成本。該變頻電源基本性能指標如下：供振動器的內置式異步偏心式振動電機的電源頻率為200Hz，單相輸入，三相輸出，電機的線電壓為42V，單機功率為350W，要求能帶雙機運行。

1 電壓型逆變器的主電路

    變頻電源不但要實現變壓和變頻功能，還要使輸入與輸出實現電氣隔離，并且還要滿足電網的諧波要求，其基本結構一般均包括AC/DC，DC/DC和DC/AC等幾個重要部分。

    本電源主電路由APFC前級，DC/DC和三相逆變3個部分構成。輸入經全橋不控整流后，用Boost電路作為APFC的電路拓撲進行電壓預調節。DC/DC部分采用單端正激變換器實現降壓和隔離的功能。三相逆變部分則采用SPWM控制方式，其基本結構如圖1所示。由于采用了功率因數校正技術，因此輸入功率因數高，電網側流諧波小，對電網的諧波污染很小；而且當電網電壓波動或負載變化時，由于DC/DC環節的控制可以保持三相逆變部分的直流側電壓穩定，從而使系統的輸出電壓穩定，而不需要通過調節三相逆變部分的調制深度來改變輸出電壓的大小，因此，對逆變部分的控制芯片的要求就可以降低，可以采用比較廉價的CPU。另外，由于是低壓逆變，則可采用低壓MOS管作為逆變電路的功率開關管。

2 有源功率因數校正（APFC）電路

    采用平均電流控制的Boost電路來實現APFC，是目前在高頻開關電源中使用最廣泛的一種APFC控制方法。應用平均電流控制法的功率因數校正器的控制電路在市場上已有很多種集成電路芯片可供選擇，其中美國Unitrode公司的UC3854是很有代表性的一種，并在實際中得到了較廣泛的應用。在本方案中，就是采用Unitrode公司的UC3854芯片來實現的，其電路原理圖如圖2所示[2]，輸入端電壓電流實驗結果如圖3所示。實際電壓和圖中電壓對應關系為為1V∶1V，實際電流和圖中電流對應關系為4A∶1V。

3 正激（Forward）變換器的設計[2]

    振動棒是一種手持式電動產品，為了操作人員的人身安全，輸入與輸出之間要實現電氣隔離。APFC前級的輸入與輸出是沒有隔離的，實現隔離的功能是由DC/DC部分完成的。由于采用的是高頻DC/DC變換電路，因此變壓器的體積可以做得很小。另外，由于APFC的輸出電壓大約為350～400V，考慮到后面逆變電路開關管的電壓應力問題，DC/DC部分應該還具有降壓的功能。基于這種考慮，在本方案中，DC/DC部分采用的是正激變換電路（ForwardConverter）。正激變換器的最大優點是結構簡單，可靠性高，減少了成本和重量。考慮變壓器的磁復位問題，本方案采用如圖4所示的電路。在開關管導通時，變壓器傳輸能量，在開關管關斷時，輸出二極管D1反偏沒有能量泄放回路，磁化能量將引起較大的反壓加在MOS管的漏極和源極之間。采用N2線圈的作用就在于經二極管D可以把儲存的能量返回到電源中。只要N2和N1的匝數相同，開關管承受的漏－源電壓就為2Vs。采用N1與N2兩個繞組雙線并繞的方法，可以減小漏感。在圖4電路中，功率開關的控制芯片采用的是Unitrode公司的UC3844。

4 三相逆變器控制、驅動與保護電路的設計

4.1 逆變控制電路的設計[3]

    由于本方案逆變部分不需要通過調節調制深度來改變輸出電壓的大小，僅須實現變頻功能就可以，故控制電路采用的芯片是INTEL的87C51FX系列的8位單片機，價格比通用的Intel196單片機大大降低，而性能足夠。一般而言，應用CPU產生PWM的典型用法是采用定時的方法，在定時中斷中通過查詢的方式來確定三相的輸出。但是，這種方法只適用于輸出PWM脈沖頻率很低的情況，當輸出頻率大于1kHz時，中斷查詢時間就可能會長于最小輸出脈沖寬度，這樣就會造成輸出脈沖寬度變大或減小，使輸出諧波加大，三相之間的對稱關系也會受到影響。與普通的51系列單片機相比，87C51FX增加了一個可編程的計數器陣列（PCA），它由一個16位的定時器/計數器和5個16位比較/捕捉模塊組成，如圖5所示，其功能與Intel196單片機的EPA相似。PCA的16位定時器/計數器作為比較/捕捉模塊的定時標準，因此，主要作為定時器使用，每個比較/捕捉模塊都有4種用途，即捕捉外部引腳CEXn上輸出電平發生跳變的時間，軟件定時器，高速輸出和脈沖寬度調制輸出。

    本方案采用不對稱規則采樣法產生三相6路控制脈沖。相比于對稱規則采樣法，不對稱規則采樣法所形成的階梯波更接近于正弦波。將計算出的三相脈沖寬度的值存成一個數據表，作為定時基準，在程序中查詢這些定時時間就可以得到6路控制脈沖。工作原理簡述如下：應用87C51FX的軟件定時器和高速輸出方式，在16位比較方式中，16位PCA定時器的計數值和模塊中的16位比較寄存器中的預置值在每個機器周期進行3次比較，若相等則產生一個匹配信號，使模塊工作于高速輸出方式，即在PCA定時器計數值和模塊的比較寄存器比較相等時產生一個匹配信號，該信號使外部引腳CEXn上的輸出電平發生跳變，如果允許也產生一個PCA中斷。由軟件來設置CEXn上輸出電平的初態，就可以使該引腳在預定時刻達到時發生正（負）跳變，利用這種方式就可以產生16位PWM波。

    由于引腳的跳變不須經過CPU的運算來完成，因此，避免了由于最小脈沖寬度過窄而造成的脈沖寬度變化。程序主要由主程序和中斷服務程序兩部分組成。主程序主要是進行初始化工作，將定時器和各個寄存器賦予初值。中斷程序主要包括用于產生PWM脈沖的PCA中斷服務程序和保護中斷程序：在PCA中斷服務程序中，主要是將下一個定時時間賦值給各個模塊的比較寄存器；保護中斷程序主要是處理當有保護信號到來時，封鎖PWM輸出。

4.2 驅動電路的設計[4][5]

    本方案中驅動芯片采用IR2130。IR2130的最大優點是可共地運行，因此只需要一路控制電源。而且它的6路輸出信號中的3路還具有電平轉換功能，既能驅動低壓側的功率器件，也能驅動高壓側的功率器件。IR2130還具有電流放大和過電流保護功能；欠壓鎖定并能指示欠壓和過電流狀態功能；輸入端噪聲抑制功能；同時還能自動產生上、下側驅動所必需的死區時間（2μs）等功能。實際應用中的驅動電路如圖6所示。

4.3 保護電路與主電路的設計

    由于驅動電路部分具有電流保護功能，因此，保護電路部分只設計了電壓保護，包括輸入過壓、欠壓保護和輸出過壓、欠壓保護。保護電路如圖7所示。其中，這幾種保護功能的實現電路是類似的，即輸出（或輸入）電壓經過分壓后送到比較器的反相端，比較器的同相端接給定電壓。他們的區別在于比較器的輸出不同，即輸入過壓和輸出過壓時，比較器輸出低電平；輸入欠壓和輸出欠壓時，比較器輸出高電平。前面3種保護電路的輸出經過4011的運算后，成為“或”的關系，即只要有一種故障發生，得到的故障信號就是高電平，送到CPU的外中斷端口進行相應的處理。輸出欠壓時，比較器輸出高電平，發光二極管點亮，同時蜂鳴器發出聲音報警。

    由于DC/DC部分的輸出電壓比較低，因此，主電路部分采用的功率開關管是低壓MOSFET。同時，為了減輕開關過程中功率管的負擔，在主電路部分采用了緩沖電路，如圖8所示。其中三相逆變橋由6個MOSFET組成，D1～D6是MOSFET自帶集成的快速恢復二極管，R，D，C組成了緩沖電路（也可以看出是U，V，W三相緩沖電路的等效電路）。

5 實驗分析與結語

    在本設計中，對各個部分進行了電路的仿真和實驗，并完成樣機一臺。正常運行時電機線電壓和電流實驗波形如圖9和圖10所示。該設計具有體積小、重量輕、輸出電壓穩定和電流諧波小、功率因數高等優點，預計在克服隨著輸出功率的增加而導致的正激變換器功率開關的電壓電流應力問題之后，按照此設計生產的產品將具有更高的性價比，更具市場競爭力。