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引言

由于經濟的發展，環境問題越來越受到人們的關注。中國共有20多萬臺工業鍋爐，每年耗煤量巨大，燃煤過程中，釋放出大量的SO2，NO2，CO，CO2，NH4等有毒氣體和一些顆粒狀的飛灰和黑煙。為了解決這一環境問題我國先后經歷了：氨酸法，氧化鋅法，亞硫酸鈉法，石灰石法，石灰石-石膏法，石灰-亞鈣法，含碘活性炭吸附法，旋轉噴霧干燥法，爐內噴鈣及尾部增濕法等方法來去除釋放到大氣中的有毒氣體和飛灰、黑煙。近些年出現的在直流基礎高壓上疊加交流高頻電壓產生的交直流疊加電源的供電方法，由于其脫硫效率高而得到了世界范圍的廣泛關注。但是由于要求輸出的交流電壓頻率及開關管的開關頻率較高，因此，開關損耗相對較大，容易使器件因溫度過高而損壞。解決這一問題的方法之一就是將用于產生交流高頻高壓的DC-AC變換器用軟開關方法實現。本文采用軟開關方法之一的全橋移相控制方法來實現軟開關，并且對電路工作在硬開關狀態以及全橋移相控制軟開關狀態進行了工作分析及計算機仿真，并且比較了仿真結果。

DC/AC變換器的工作原理

本文所要論述的高頻高壓電源是脫硫脫硝交直流疊加電源中的交流電源部分，電路的原理圖如圖1所示。圖中的Vin是電網電壓通過晶閘管整流和濾波后得到的可控直流電壓，Z1-Z4 組成全橋DC/AC變換器，可控直流電壓經過全橋變換器的逆變，輸出高頻方波電壓，再經過隔離變壓器TX1的作用，在變壓器副邊得到高頻的交流電壓，其中隔離變壓器TX1起隔離和升壓作用。圖中的L1是串聯諧振電感，其中包括變壓器漏感及外加電感。R1是在電路仿真時，線路及開關管的等效電阻。由于在脫硫脫硝供電電源中，交流電源的負載特性呈現容性，同時在實驗中發現負載上存在能量損耗，因此，仿真中用 Cp和等效電阻R2作為模擬負載。
該電路簡化的電路原理圖如圖2所示：

圖1　基本的DC/DC變換電路（略）
圖2　簡化的全橋變換電路原理圖（略）
圖3　硬開關狀態下變換電路工作波（略）

圖中Vab是通過全橋逆變后輸出的方波電壓。

L是基本變換電路中的L1，C是負載等效到原邊的電容。由于R1較小，R2的值通常很大，因此在簡化的電路圖中，可以把這兩個電阻省去。
圖中的方波電壓Vab包括基波及高次諧波。在基波頻率上，L的感抗小，C的容抗大，因此基波電壓降落在電容上；而對于高次諧波，感抗大，容抗小，諧波電壓降落在電感上，因此本電路有濾去高次諧波的功能，負載電容上能夠得到比較理想的正弦波。

分析基本的DC/AC變換電路，可得出電路的工作波形如圖3。

把原理圖中逆變器后面部分看成一個整體負載，由L1、TX1、Cp等組成的負載等效成由電感電容組成的負載，則開關頻率大于負載諧振頻率時，由于總的jwl大于(jwc)-1，因此電路整體負載呈現電感性；否則電路呈現電容性。本文討論電路整體負載呈現電感性的情況。

圖中Vp是Z1-Z4的控制脈沖。Vab是指經過IGBT逆變后得到的電壓(忽略IGBT和二極管管壓降的不同)。根據IGBT和二極管的導通情況，可以得到IL1的波形如圖3所示。負載Cp上的電壓形Vcp滯后IL190o，電壓波形如圖3中Vcp所示。

把L1、TX1、Cp等看成一個整體負載，在整體負載呈現電感性條件下，主開關IGBT兩端的電壓電流波形如圖3中Vz1、IZ1所示。可以看出主開關管可以在零電壓條件下開通，卻在大電壓大電流下關斷，關斷損耗大。尤其在高頻情況下，開關損耗隨開關頻率成比例上升，器件發熱嚴重，容易損壞管子。為了解決這一問題，本文采用全橋移相控制軟開關的方法，用以降低開關管的關斷損耗。

移相控制FB-ZVS DC-AC變換器的工作原理

全橋移相零電壓開關PWM電路是適合于大功率開關電源的軟開關電路，它不僅保持了準諧振電路開關損耗小的優點，且電路工作于固定的開關頻率。和普通的硬開關全橋變換電路相比，全橋移相零電壓開關PWM電路只是在普通的硬開關全橋變換電路的基礎上，在各主開關管兩端并聯諧振電容，它包括外加電容及開關器件中的結電容。因此，對電路來說，其成本和復雜程度基本上沒有增加，但不同的是它采用移相控制，在換流時利用諧振實現開關器件的零電壓開通，由于并聯電容的存在，又可使主開關管實現零電壓關斷。

全橋移相零電壓PWM軟開關電路原理圖見圖4，電路中諧振電容

C1=C2=C3=C4其工作波形如圖5所示：
假設電路在t0時刻的工作狀態為:Z1,Z4導通，電路的工作過程可簡述如下：

[t0-t1]:Z1,Z4 導通 ，VAB=+Vin,Il1上升，電源向負載輸出能量；
[t1-t2]:t1時刻，關斷Z1 ,由于C1 的存在，Z1兩端的電壓不能突變，因此，Z1在零電壓條件下關斷。電路開始對電容C1進行充電，同時對C3進行放電；

[t2-t3]:t2 時刻，C1充電至輸入的直流電壓時，C3放電到零，D3自然導通，電路進入D3,Z4導通的續流階段，VAB=0,Il1 保持不變，電路不傳送能量；

[t3-t4]:t3 時刻給主開關管Z3觸發脈沖，由于D3導通， Z3反偏，Z3不能開通，電路仍處 D3,Z4導通的續流階段，直到 時刻；

[t4-t5]:t4 時刻，關斷Z4，同樣由于C4的存在，Z4是在零電壓條件下關斷的。電路開始對 C4進行充電，同時對C2進行放電；

[t5-t6]:t5 時刻，C4充電至輸入電壓，C2放電到零，D2自然導通，電路進入由D2,D3導通的反向供電階段，VAB=-Vin, Il1下降，負載向原邊反饋能量；

[t6-t7]:t6 時刻給Z2發觸發脈沖，由于D2導通，Z2反偏，因此Z2不能導通，電路維持D2,D3導通；

[t7-]:t7 時刻IL1過零反向，Z2Z3導通，因此Z2Z3是在零電流零電壓條件下開通，之后電路進入Z2Z3導通階段，VAB=-Vin,Il1 繼續下降，直到Z3關斷脈沖的到來；

同樣可得，由于C2,C3的存在，Z2,Z3是在零電壓條件下關斷的；而Z1,Z4是在零電流零電壓條件下開通的。

圖4　FB－ZVS變換電路原理圖（略）
圖5　FB－ZVS變換電路工原波形（略）
圖6　硬開關狀態下的Vab IL1,Vcp的仿真波形（略）
圖7　硬開關狀態下主開關管關斷時管子兩端電壓、電流波形（略）

由以上分析可得：通過調節觸發脈沖之間錯開的寬度，即調節電路傳遞能量和電路處于續流階段時間的比例，就能實現輸出電壓的調節。
主開關管的電壓電流波形如圖5中 Vz1 ,Iz1所示，和普通的硬開關全橋變換電路相比，開關管的關斷情況有了很大的改善。以Z1關斷時為例，當關斷信號到達Z1時，由于諧振電容的存在，使得關斷時Z1兩端的電壓為零。關斷過程中，IL1=IZ1+IC1+IC3，所以IZ1上的電流大大減小，使得開關管的關斷損耗得以降低，從而提高了效率。

仿真波形分析及其比較

a)在硬開關狀態下電路的仿真波形

對高頻高壓DC/AC電源進行了計算機仿真，仿真電路如圖6、7所示，其中直流輸入電壓為120V，變壓器變比為 1:20，理
論上，在變壓器副邊應該得到2400V的交流電壓，但從圖6的仿真波形得到輸出電壓約為8KV，因此可以看出串聯諧振電感 與負載電容發生了諧振，使輸出電壓達到8KV。

圖6的仿真結果與理論上得到的工作波形大致相同。硬開關狀態下IGBT在關斷時兩端電壓電流的波形情況如圖7所示。從圖中可以明顯看出，主開關管關斷時，開關管上大電壓和大電流重疊，造成開關損耗較大。通過仿真結果計算可得, Z1的關斷損耗為12.7 W；在整個工作過程中，Z1、D1的總損耗為132W。隨著輸出頻率的增大，開關頻率相應增大，開關損耗隨之增大，總損耗也增大，可能導致IGBT因結溫過高而燒損，這樣就限制了開關頻率及輸出頻率的進一步提高，因此在DC/AC的高頻高壓電源中，有必要采用軟開關技術來解決這一問題。

b)軟開關狀態下電路的仿真波形

對圖4全橋移相軟開關電路進行了計算機仿真，仿真結果如圖8圖9所示。

圖8　軟開關狀態下的Vab IL1,Vcp仿真波形（略）
圖9　軟開關狀態下主開關管關斷時管子兩端電壓、電流波形（略）

由于在移相控制中，出現了二極管和主開關管開通的續流階段，在此階段中，Vab兩端電壓為零，IL1基本保持不變。采用全橋移相控制方式實現的DC/AC變換中，在關斷IGBT時，主開關管上的電流轉移到了IGBT兩端并聯的電容以及同橋臂的電容中，使IGBT上流過的電流迅速降低，VZ、IZ重疊部分減少，開關損耗與硬開關條件下相比大幅度降低。由仿真結果計算可得，Z1的關斷損耗為8.1 W；在整個工作過程中，Z1、D1的總損耗為78W。和普通的硬開關全橋變換電路下的12.7W、132W相比，器件的損耗大為降低，從而可以提高開關頻率及輸出頻率，因此用軟開關實現高頻高壓DC/AC電源是可行的。