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隨著腦部研究的持續突破，EEG監測裝置也被期望能用于傳統臨床應用以外的新環境，因而面臨新的設計挑戰。藉由精密差動放大器可將ECG監測裝置模擬前端予以最佳化，無須使用昂貴且占電路板空間的消耗性電阻網絡，即可突破棘手的開發瓶頸。

腦波記錄儀(EEG)監測功能被應用在神經系統分析、做為睡眠研究、腦功能區定位(Brain Mapping)，以及重癥加護病房(ICU)病患大腦活動的監測等方面。隨著腦部研究以及所做EEG診斷的持續突破，EEG監測裝置也被期望能夠在傳統臨床環境以外的新環境運作，而這些新的環境同時也引發新的設計挑戰。

在過去的20年間，CareFusion Nicolet在EEG診斷系統領域的開發上一直扮演著先驅者的角色。CareFusion運用了亞德諾(ADI)廣大的放大器產品線，得以將其模擬前端予以最佳化，使能符合現今的EEG設計挑戰。雖然本文只涵蓋了一種EEG應用裝置，但是大部分的理論也都能夠對心電圖(ECG)的設計廠商有所幫助。 

因應電極類型/環境條件　提高容錯度降低功耗 

如同許多EEG以及ECG的設計廠商所知，在電極中的半電池電位差異可能會產生出大量直流電(DC)偏移，而此偏移必須是量測系統所能夠容忍的。CareFusion的現有系統在設計上可以處理高達±900毫伏特(mV)的偏移。為了要應付在現場所遇到的不同電極類型以及環境條件，CareFusion希望將容錯度提高到±1300毫伏特。與此同時，他們正在考慮以電池供電設計的可能性，因此須要大幅降低所有組件的功率耗損，其中也包括儀表放大器。現有系統的功率耗損是每通道28毫瓦(mW)，而設計廠商正在設法將其降低至10毫瓦或是更低。設計廠商所面對的是在ECG與EEG前端設計中(圖1)，對于噪聲、偏移處理能力以及功率耗損等因素固有的權衡取舍。 

圖1 EEG訊號鏈

大部分的儀表放大器會具有因為減法器級的噪聲導致大量的噪聲成分。無論增益如何，在高增益應用裝置當中，這不會有所影響，因為此噪聲會在輸出端維持恒定。因此當噪聲被參照至輸入端時，會顯得相當的小。不幸的是，在EEG以及ECG應用裝置當中，增益會被來自于電極的大量偏移所限制。因此，假如你希望使用大增益以獲得良好噪聲性能的話，那么偏移的需求會迫使設計必須采用大的電源供應。 

這就是CareFusion在采用AD8221儀表放大器的先前設計當中所做的措施。AD8221的輸出噪聲是75nV/rt-Hz，而輸入噪聲則是8nV/rt-Hz。為了要降低大量輸出噪聲在參照到輸入端時所造成的影響，他們將AD8221設定至14.8的增益(噪聲計算的細節請參照公式1與2)。 

計算AD8221在0.1～100Hz BW的預期p-p噪聲，顯示出增益的影響(忽略了電流噪聲，因為電極阻抗很低)。加入1/f噪聲(依據技術手冊使用增益=10)。 

‥公式1  

‥‥‥‥‥‥‥‥‥公式2  

其增益也會使共模拒斥提高23分貝(dB)，因為共模增益是一致的(參照公式3)。計算AD8221 BR的預期最小共模訊號拒斥比(CMRR)，顯示出因為增益而造成的提高。(依據技術手冊使用增益=1)。 

‥‥‥‥‥‥公式3  

但是接著為了要以14.8的增益去處理900mV的電極偏移，就需要±15.5VDC的電源軌(參照公式4)。使用六十四組的這種通道去組成他們的EEG放大器時，對于以電池供電的應用裝置來說其功率耗損會太高。 

‥‥‥‥‥‥‥‥公式4  

針對此應用裝置來說，真正最適合的是具有低輸出噪聲的低功率儀表放大器。然而此并非能夠直接達成。儀表放大器的輸出噪聲主要是藉由六個電阻驅動(圖2當中的R1～R6)。有一種可能的解決方案是降低這些電阻值，但是這樣會具有幾項缺點。 

圖2標準的儀表放大器組態設定

首先第一個缺點是現在內部的儀表放大器必須要驅動更多的電流進入這些電阻當中。為了要在這種較高驅動條件下維持良好的線性度，放大器必須要以更強的輸出驅動加以設計，而這將須要設計一組更高功率的放大器。這會使得目前流經較低電阻值的電阻增加額外電流。 

其次Rg增益設定電阻會變得更小。對于噪聲而言這是件好事，但是假如你預期的是大量的差動過電壓狀況，那可就不是好事了。在高增益的組態設定下，它會使得放大器的輸入對于大量的差動電壓變得較不穩固。儀表放大器設計廠商可以增加電路來對抗這種問題，但是該電路也會使輸入噪聲提高。這點對于EEG裝置生產廠商來說并不是那么大的挑戰，因為在電極輸入上已經具有保護電路了。 

第三，隨著EEG裝置減法器電路中的電阻變小，儀表放大器的輸入阻抗也會變小。這代表的是假如系統設計廠商希望以一顆緩沖器驅動此接腳時(這是在EEG應用裝置中十分常見的狀況)，驅動放大器必須具有相對于所需頻率范圍非常低的輸出阻抗。否則，它將會造成系統的CMRR相對于頻率的下降。較低的輸出阻抗相對于頻率需要較高的功率驅動放大器。 

CareFusion決定針對較低功耗的需求對較高噪聲做一取舍。即使用AD8221做為低功率替代方案，希望其能滿足其它效能的需求。雖然曾考慮采用的儀表放大器是AD8235/36，且這組組件的功耗很低而且尺寸很小，但是噪聲太多又具有5伏特(V)的最大電壓軌，無法符合所需的直流電偏移規格。這些組件都是以互補式金屬氧化物半導體(CMOS)為基礎僅消耗40微安培(μA)的儀表放大器；在功耗比性能重要的ECG監測應用裝置中十分常見，但是對于CareFusion所設計的診斷用EEG來說還不夠好。 

CareFusion所考慮采用的另一組組件則是AD 627。該組件也消耗非常少的功率，并且容許寬廣的電源軌。工程師過去就已經對該組件的噪聲進行過測試，并且了解其具有良好的功率耗損性能。然而，該組件采用SOIC封裝方式，以目前來說尺寸太大，對于減少電路板空間沒有幫助。 

ADI提供了具有300～500微安培供應電流以及寬廣電源供應范圍的廣泛組件，例如AD8226與AD8227。然而，這些組件都具有至少20奈安培(nA)的輸入偏壓電流，超過了CareFusion設計的低于5奈安培特定需求。AD8221同時采用了輸入偏壓電流補償以及超級測試(Superbeta)晶體管，藉以使偏壓電流下降至一般的數百微微安培(pA)。但是這些技巧須要有輸入上的余裕，而ADI希望AD8226以及AD8227能夠一直量測至負電源為止。為了要在AD8226與AD8227中取得更寬廣的輸入范圍，ADI的設計工程師犧牲了些許的偏壓電流性能。 

電阻匹配限制CMRR　差動放大器再進化 

當CareFusion發現ADI或是其它供貨商的儀表放大器都無法完全符合工程師們的需求之后，他們決定專注于自行設計上，并且了解到為了要有小于100分貝(dB)的CMRR，在減法器級中具有匹配電阻是相當重要的。過去工程師們已經使用匹配電阻網絡實驗過，但卻發現這種方式很昂貴，而且似乎是無法獲得預期的CMRR性能，而這有可能是因為電路板上的寄生電容所導致。工程師們很快的發現到AD8278差動放大器擁有他們一直在找的性能以及功率消耗。 

典型的四電阻差動放大器相較于其初次現身時還要復雜得多。利用一顆完美的運算放大器，CMRR會藉由電阻的匹配而受到限制(圖2中的R3～R6)。一顆差動放大器CMRR的近似值為：

其中Ad是差動放大器的增益，而t則是電阻的容錯度。因此對于增益為1與1%電阻，CMRR=50V/V，或是大約為34分貝，而對于0.1 %電阻，CMRR=500V/V，或是大約為54分貝。以上的公式可以應用在低頻率。在較高頻率下，CMRR甚至可能會更進一步的降級。舉例來說，假如在兩組運算放大器輸入端輸入電容的差異為400～500毫微微法拉(肇因于PC電路板布局或是內部芯片布局)，而電阻值為10千奧姆(kΩ)，那么在10kHz下的交流電CMRR會降級6～7分貝。假如在系統中有一顆20kHz(或是更高)的交換式穩壓器，那么這點就會很重要。即使是利用完美的電阻與經過平衡的電容，CMRR最終仍然會受到運算放大器的限制。 

節省電路板空間/總成本　單芯片差動放大器興起 

針對差動放大器有兩項主要的性能類別。第一，典型的高邊電流感測(High-side Current Sensing)應用裝置需要在電流范圍的高端具有3～5%的精確度。一顆具有合理偏移的低成本運算放大器，以及些許的1%電阻可以達成此需求。請記得有一些低成本運算放大器可能會具有低于50分貝的CMRR。這點常常會被忽略掉。第二項則是更精密的應用，通常做為分離式儀表放大器的第二級，處于0.1%～1%范圍，具有超過70～80分貝的CMRR。這可以利用一組好的運算放大器、四組具有低TC的匹配電阻(最好是比例匹配TC)，以及謹慎的PC電路板布局來加以達成。因此，考慮到分離式解決方案的總成本與電路板空間時，單芯片差動放大器看起來極具吸引力。 

ADI具有一系列增益為二分之一、1或2的差動放大器家族。CareFusion對AD8271與AD8278進行比較，然后為取得較低功率而選擇了AD 8278。他們將其組態設定為二分之一增益。這使他們能夠提高輸入緩沖器的增益，降低電源供應軌(最終設定為±7.5VDC)，并且符合噪聲與直流電偏移容錯度規格。(參考適用于新設計的噪聲、CMRR、以及偏移容錯值的公式5～11)  

AD8622緩沖器的噪聲： 

‥‥‥‥‥‥‥‥公式5  

加入1/f噪聲=  

‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥公式6  

與Rf并聯的二分之一Rg噪聲： 

‥‥公式7  

來自于AD8278的噪聲： 

‥‥‥‥‥公式8  

加入1/f  

‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥公式9  

將所有的來源加總： 

‥‥‥‥公式10  

新儀表放大器設計的預期最小CMRR： 

‥‥‥公式11  

AD8278能夠將組態設定為二分之一的增益或是2的增益。即使CareFusion已經擁有了低噪聲應用裝置，他們還是選擇將AD8278設定為二分之一的增益。一般的認知是必須要將放大器盡可能設置于最高增益值，以便獲得最佳的噪聲性能。然而，因為AD8278是該設計當中的第二級，所以實際上是將其設置于較低增益下才能對該設計的噪聲性能有所幫助。這將可以使第一級當中具有更多的增益。低噪聲設計的基本準則就是盡可能的將最多的增益設置在第一級，而這正就是此處所討論的狀況。 

預先加諸較多的增益也有助于儀表放大器的CMRR。由于可以從先前關于電阻容錯度相對于CMRR的討論當中加以計算，因此將差動放大器的增益從二分之一改為2應該會讓我們獲得額外的6分貝CMRR。而這也符合AD8278的數據表。然而，假如預先改用額外的4x增益，那么差動增益就會提高4x，而共模增益則維持相同。換句話說，藉由預先加諸增益，可以獲得額外的12分貝CMRR，相較之下將增益加諸于差動放大器時只能獲得6dB。注意到這種技巧只有在第一級當中的運算放大器具有良好的CMRR時才會有效，因此使用高質量的運算放大器相當重要。 

相對于整合型儀表放大器，針對差動放大器級使用G=1/2是CareFusion將其分離式設計最佳化的一種方法。通常整合型儀表放大器必須將其內部的差動放大器增益維持在1或是更高狀態下，這是因為較低的差動放大器增益會對儀表放大器處理廣大共模電壓擺蕩的能力造成限制。 

增益穩定度一致性至關重要 

在經過了廣泛的搜尋之后，CareFusion選擇了AD8622做為輸入緩沖運算放大器。這組運算放大器具備了工程師們正在找尋的所有規格：小巧的封裝尺寸、低功率、低輸入偏壓電流、0.1～10 Hz的低噪聲，以及廣大的電源軌。另一項他們覺得很重要的特點就是一致性的增益穩定度。雖然運算放大器是在增益10的狀態下運作，但是在儀表放大器組態設定中，共模訊號會出現1的增益，進而導致了潛在的穩定性問題。 

選擇確切適合的運算放大器是CareFusion將其設計予以最佳化的另一個方法。對于運算放大器來說有數百種的選擇，因此電路板設計廠商可以針對特殊的設計挑選確切適合的偏移電壓、偏壓電流、電源供應電流等的組合。在另一方面，當ADI在設計一組單芯片儀表放大器時，必須要對許多不同類型的電路板設計進行研究。AD8622是ADI精密放大器產品線中的新成員，同時也是一款將電壓噪聲、低1/f角、電源供應電流、增益頻寬、偏移電壓、偏移電壓漂移等做了真正良好結合的組件。 

CareFuison對于系統分隔的方法非常具有獨創性。有時候一組四重運算放大器中有三個區域被使用于儀表放大器，這是容易掉入的陷阱。依據Vos、TCVos、增益頻寬、CMRR等來看，第一級的需求與差動放大器級是完全不同的。此外，對于最后十個百分比的性能，在第一級使用雙工與在第二級使用單工是有其道理與緣由。為了在運算放大器中獲得低電壓噪聲，輸入級會把第二級當中所不需要的大量電流給消耗掉。假如第二級驅動一組沉重的負載，那么就需要比第一級運算放大器更多的驅動。另一項四重運算放大器的缺點是：你可能會從相同芯片中的輸出運算放大器到另一組運算放大器的第一級當中獲得熱能反饋。 

最后，工程師原本的第一個選擇是使用一組整合式的儀表放大器，藉以節省電路板空間，然而取得了精密的差動放大器之后(圖3)，確實使他們可以對儀表放大器進行微調，而不需要昂貴與占用電路板空間的消耗性電阻網絡，并能夠顯著的降低功率耗損，并且仍然維持重要的性能特性，像是噪聲、CMRR，以及直流電輸入容錯度等。 

圖3經過簡化的CareFusion儀表放大器