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　　所有類型的傳感器在過去幾年中都有了很大發展，而且與之前的產品相比，更加精確也更穩定。有的時候，這些傳感器使用起來并不簡單。面向這些傳感器的調節電路設計師，經常發現此類電路的開發多少有些令人頭疼。然而，只需少量基礎知識并使用新的在線傳感器設計工具，這個過程面臨的很多挑戰都能夠迎刃而解。

　　雖然現在市面上有多種傳感器，但壓力傳感器最為常見。因此，本文將討論基于惠斯頓電橋壓力傳感器的基本工作原理，以及用于轉換這種橋傳感器輸出的處理電路，包括偏移和增益校準。

　　基于惠斯頓電橋的壓力傳感器

　　許多壓力傳感器使用微機電系統(MEMS)技術，它們由4個采用惠斯頓電橋結構連接的壓敏電阻組成。當這些傳感器上沒有壓力時，橋中的所有電阻值都是相等的。當有外力施加于電橋時，兩個相向電阻的阻值將增加，而另兩個電阻的阻值將減小，而且增加和減小的阻值彼此相等。

　　遺憾的是，事情并非如此簡單，因為傳感器存在偏移和增益誤差。偏移誤差是指沒有壓力施加于傳感器時存在輸出；增益誤差指傳感器輸出相對于施加于傳感器外力的敏感程度。典型傳感器一般規定激勵電壓為5V，具有20mV/V的標稱滿刻度輸出。這意味著在激勵電壓為5V時，標稱滿刻度輸出為：20 mV/V × 5 V = 100 mV.

　　偏移電壓可能是2mV，或滿刻度的2%；最小和最大滿刻度輸出電壓可能是50mV和150mV，或標稱滿刻度的±50%。

　　假設兩個電阻串聯形成電阻串，由于是等值電阻，因此兩電阻間的節點電壓是電阻串電壓的一半。如果一個電阻值增加1%，另一個電阻減小1%，那么兩個電阻節點處的電壓將改變1%。如果將兩個電阻串進行并聯，如圖1所示，左邊下方的電阻和右邊上方的電阻阻值均減小1%，另外兩個電阻增加1%，那么兩個“中”點間的電壓將從零差值變為改變2%。兩個并行分支的這種配置就被稱為惠斯頓橋。

 
圖1：受激勵電壓VEX和差分輸出電壓V驅動的惠斯頓橋

　　如果不了解偏移以及傳感器輸出電壓和壓力之間的真實關系，我們就只能粗略估計施加于傳感器上的壓力大小。這意味著需要采樣校準的方法來獲得更好的精度。

　　幸運的是，給定傳感器的偏移和滿刻度誤差隨時間變化相當穩定，因此一旦傳感器得到校準，在該傳感器生命期內可能無需改變校準系數就能滿足精度要求。當然，在每次上電時通常需要再次校準系統。

　　基本信號調節電路由一個儀表放大器和一個模數轉換器(ADC)組成。儀表放大器將來自傳感器的小輸出電壓放大到適合ADC的電平，然后由ADC將放大后的傳感器輸出電壓轉換為數字式，再交給控制器或DSP處理(圖2)。儀表放大器可以用來避免橋過載，而這種過載會改變傳感器輸出電壓值。

 
圖2：基本壓力傳感器調節電路

　　傳感器的滿刻度輸出即最大輸入，能夠在放大器輸入端看到。當傳感器輸出處于滿刻度時，ADC輸入應該接近其滿刻度值，這個值通常就是ADC的參考電壓VREF。放大器要求的增益大小為：

　　其中VREF代表ADC的參考電壓，“Sensor FS”是傳感器的滿刻度輸出值。假設電阻完美匹配，那么儀表放大器的增益等于：

　　需要解決的挑戰

　　如前所述，關于傳感器有兩大挑戰需要解決：首先是傳感器具有輸出偏移，這個偏移可以在圖2中的VOFF點加合適的電壓進行調整，或者在傳感器輸出被數字化后用軟件消除。如果用軟件處理，那么VOFF就變成0伏。

　　用軟件消除偏移的問題在于，限制了可測量的傳感器范圍。如果偏移是正的，將限制可以測量的最大傳感器輸出，因為放大的傳感器輸出可能比期望的更早達到ADC滿刻度值。如果偏移是負的，將無法精確測量很小的傳感器輸出電平，因為在超過放大的偏移值之前，ADC輸出代碼不會高過零值。

　　第二個挑戰是可能針對傳感器滿刻度輸出的輸出電壓值范圍。例如，標稱滿刻度輸出電壓為100mV的傳感器可能有這樣一個指標，它表明了這種滿刻度輸出低至50mV和高至150mV的可能性。

　　如果滿刻度傳感器輸出低于標稱值，ADC的滿刻度范圍就不會使用。如果滿刻度傳感器輸出超過標稱值，ADC輸出將在傳感器輸出達到其滿刻度之前先達到ADC滿刻度輸出值。此外，如果傳感器輸出或放大器本身有漂移，那么在讀數時將存在某種不確定性和不精確性。

　　幸運的是，目前的傳感器即使有時間漂移也非常小，仔細選擇放大器可以使放大器漂移最小。因此，在制造期間和/或系統上電時，電路增益可以一次調整到位。

　　達到這個目的的方法之一是使用數模轉換器(DAC)調整ADC參考電壓VREF，以補償傳感器的滿刻度誤差，使用另一個DAC調整圖2中的VOFF以補償偏移誤差。雙通道DAC，如國半的DAXxx2S085（其中“xx”可以是08、10或12，代表DAC分辨率），將是這種應用的理想之選。另外一種方法，是在傳感器輸出被數字化后，用軟件校準這些誤差。

　　解決這兩個挑戰的最佳方案，是在制造過程和系統啟動時的軟件校準過程中，調整偏移和增益誤差。這種方法允許用軟件實現最小誤差校準，并保持ADC的最大可用動態范圍。

　　第三個問題是，單端ADC通常要求其輸入可以被驅動到非常接近零伏，以產生零輸出代碼。問題產生的原因是，用于驅動ADC輸入的放大器不能產生低于50mV左右的輸出。即使所所用的放大器具有軌到軌輸出能力，這種現象也很常見。

　　雖然對某些應用來說，電路無法提供最小的ADC零輸出代碼沒什么關系，但對其它應用來說這卻是個問題。對于后者，解決方案包括：

　　* 給驅動單端輸入ADC的放大器提供負電源。

　　* 使用既帶正參考電壓又帶負參考電壓的單端ADC，這些參考電壓可以設為比器件地高的值，并相應抵消ADC輸入電壓。

　　* 將ADC的地偏置到約100mV。

　　* 偏移ADC輸入，丟棄ADC輸出端的一些代碼，用軟件進行調整

　　* 使用差分輸入ADC。

　　驅動ADC的放大器使用負電源有個缺點，即系統中可能沒有負電源，而單為這個放大器提供一個負電源又似乎不太可行。對此，國半公司的開關電容電壓反向器LM2787提供了一種簡單的解決方案。

　　所有ADC都有一個正參考電壓和一個負參考電壓。這兩個參考電壓之間的差值就是所謂的ADC“參考電壓”。負參考和正參考電壓分別定義了輸入最小和最大電壓。遺憾的是，目前許多ADC內部將負參考電壓定義為器件地，這是為了將ADC集成在具有更少外部引腳的更小封裝中而作出的犧牲。

　　提高ADC的地電平通常不是件容易的事。另外，將它偏置得太高可能會出現輸出接口問題，因為器件的邏輯低電平將比地偏置值高出一些。然而，這樣做與將ADC負參考電壓定義為低值(也許70mV至100mV)具有相同的效果。

　　增加ADC偏移并對ADC滿刻度輸入值作合適調整是一種可行的方法，但會降低ADC使用的動態范圍。這樣做相當于提供圖2所示的正VOFF，減少放大器增益，以便ADC輸入不超過ADC參考電壓，并對ADC輸出代碼進行軟件調整。

　　使用差分輸入ADC是一種最好的方法，它能獲得ADC零輸出代碼，在ADC輸入端的整個輸入電壓范圍內保持良好的電路線性，并且無需在系統中使用負電壓。在這種方法中，差分放大器的輸出反饋到ADC的差分輸入端，無需差分到單端放大器電路。因此這是一種既簡單又不失高效的完美解決方案。(end)