發布日期：2022-07-14 點擊率：80
為了優化性能,高亮LED需用電流源而非電壓源來驅動。本文我們將了解一種恒流LED驅動方案,它可以用于驅動一條串聯的LED串。為了驅動LED串,我們采用改進后的降壓-增壓轉換器電源拓撲,將LED串置于DC-DC轉換器輸出端和輸入電壓源之間。運用這種連接方式,可以為LED串提供低于或高于輸入的驅動電壓。
雖然LED串兩端的電壓存在降壓-增壓轉換器提供的直流增益,但其輸入電流是非脈動方式,這不同于典型的降壓-增壓轉換器的脈動輸入電流,非脈動電流有效降低了EMI。本文所討論的PWM控制器采用平均電流控制模式。
圖1所示LED驅動器有如下直流特性:
(1)
由于
,此處D為占空比
(2)
在平均電流控制模式下,輸入電流由輸入電壓返回環路的檢流電阻檢測(圖2)。該電壓送入電流誤差放大器(CEA)的反相輸入端。放大器的同相輸入端連至電流控制電壓。誤差信號經過放大器放大后,驅動PWM比較器的輸入端,與開關頻率的斜坡信號進行比較。電流環路的增益帶寬特性可通過CEA附近的補償網絡進行優化。
電流環路補償設計
業內已經有多種集成驅動方案,為了幫助用戶選擇方案,我們對MAX16818集成控制系統進行了檢驗。這個平均電流模式控制器利用跨導放大器(transconductance amplifier)放大電流誤差信號。檢流電阻兩端的電壓由內部放大器放大34.5倍,電流誤差放大器的跨導是550 uS,鋸齒波信號峰值為2V。該電路中,輸入電流在返回通路上由電阻Rs檢測(圖3)。
圖1:高亮LED驅動器的簡化框圖。
圖2:采用平均電流控制模式(內部環路)的高亮LED驅動。
圖3:利用MAX16818(內部電流環路)構建的高亮LED驅動器。
電流檢測電阻值由平均電流極限設置,LED支路的最大電壓為:
此處n是LED的數目,Vfm(If)是LED在滿負荷電流If下的最大壓降。
最大輸入功率為Pmax = VLED(max) ×IfVLED(max) ×I f,效率為η。因而,最大輸入電流為:
(1)
最小平均電流閥值為24mV,因而,電流檢測電阻值為:
(2)
為了避免控制器的PWM比較器輸出自激,比較器反相輸入信號的斜率應小于同相輸入的鋸齒波斜率。鋸齒波斜率為Vs×fs,電流誤差放大器的增益為GCA。
(3)
式中,gm是CEA跨導,放大器輸出為PWM比較器的反相輸入。PWM比較器的同相輸入是鋸齒波,峰值為Vs、開關頻率為fs。這是電流誤差放大器從Rs檢流電壓到放大器輸出在高頻端的交流增益,頻率低于補償電容Cp產生的極點。這是PWM比較器敏感頻點處的增益。
電流誤差放大器的最大增益GCA由下式(4)決定:
(4)
VLED(max)/L是輸入電流的下降斜率。
從等式(4)我們可以得出Rc的最大值為:
(5)
由RcCc決定的零點頻率要低于電流環路的交越頻率fc(crossover frequency),且要留有足夠的相位余量,這是確定Cc值的標準。LED驅動器功率電路的小信號等效模型由下面推導的公式表示。
升壓調節器電流環路的小信號控制到輸出增益,即從CEA輸出vca到Rs電壓vRs的表達式為:
(6)
式中:Rs為電流檢測電阻,L為輸入電感值
Il是電感的直流電流
VIN是直流輸入電壓
VLED是LED支路的總直流電壓
輸入電流部分的總開環增益為(6)式和(3)式的乘積,將乘積設為1,計算環路的交越頻率為:
(7)
將式(5)中的Rc最大值帶入式(7),交越頻率最大值fcmax為
(8)
電流環路設計完成后,可以設計外部電壓回路。
設計范例
以下提供了一個典型設計范例,3條LED串聯支路,輸入電壓范圍為7V~28V,開關頻率為600KHz,電感為。該例所需最大輸出電流為,LED數為1到4只,LED支路的最大壓降為18V,總輸出功率為Pmax = 21.6 W。假定效率為90%,我們可以計算出最大輸入電流為。如果設定檢流電阻為Ω,Rc最大值可以由式(5)求得:
我們可選擇小于Rcmax的Rc,Rc=2kΩ。對于18V的輸出,由式(8)求出
。需設定零點頻率fz低于fcmax,本例中,我們選擇Cc為2200pf。所以,零點頻率為
；極點頻率需高于2倍開關頻率,這里我們選擇Cp為4 pf,得到fp為 MHz。
LED可以建模為一個電壓源串聯一個電阻,在該模型中,每個LED等效為電壓源串聯一個0.6Ω的電阻。如果我們將3只LED串聯,那么,總的電壓源電壓為,總阻抗為1.8Ω。如果輸入為9V,3只LED串聯,則交越頻率為
。圖4a是PSIM仿真電路,圖4b為仿真結果。
圖4a:buck-boost LED驅動器內部平均電流模式環路的仿真電路。
圖4b:圖5a的仿真結果。
LED電流檢測
高邊LED電流檢測使用電流檢測放大器檢測LED電流,把電流信號轉換成以地為參考的電壓。MAX4073可以完成這項工作。電路中,內部電流環路的總開環增益可通過加入一個交流掃描電源(圖4a)測量。仿真得到電流環路的交越頻率為,與計算值(圖4b)很接近。
如果在Vout引腳和GND之間沒有任何電阻,MAX4073T的實際電壓增益
為20。該增益可以通過Vout引腳和GND之間的外部電阻調節。高邊電流放大器的帶寬為。II類補償就足以補償電壓環路,并在整個工作范圍內保持LED驅動的穩定性。也可以用一臺網絡分析儀優化電壓環路的II類補償,其交越頻率應遠低于平均電流模式控制環路的交越頻率。
PWM調光控制
LED亮度可以通過PWM信號控制,這種方法通過調整驅動器的導通時間控制LED的輸出電流。模擬調光改變的是LED驅動器的模擬輸出電流,會導致色彩失真。所以,PWM調光是調節LED亮度的理想方式。采用PWM調光方式時,LED驅動器的導通時間可調,其占空比近似等效于顯示器亮度,即100%占空比對應最大亮度。也可以利用PWM調光方案從零到滿負荷調節LED電流,但由于控制環路速度太慢,無法實現較寬的亮度調節范圍。對電路進行改進,可以獲得快速響應,利用MAX16818就可以實現這樣的PWM調光控制環路。
當PWM調光信號變低時,通過斷開與LED串聯的開關迅速降低LED電流到零。同時,用于驅動開關MOSFET的柵極驅動器通過短接MAX16818的CLP引腳被關閉,通過導通Q1完成該操作。同時,與外部電壓環路中補償器件串聯的開關(Q3)開路,從而保持外部電壓環路補償電容的電壓。將CLP引腳短路到地可以立即將輸入電流降至零。因為平均電流控制模式有很高的交越頻率:
所以,不需要將一個開關與內部環路電流的補償電容串聯。一旦PWM調光信號變高,CLP引腳的開關斷開,而與外部電壓補償電路串聯的開關導通,打開LED串聯開關允許LED電流流過。通過這種方式,控制環路可以恢復到斷開LED電流通路前的狀態,快速恢復LED電流,而且電流過沖非常小。LED驅動器的完整原理圖如圖5所示。
圖5:降壓-升壓LED驅動器原理圖。
圖5中的LED驅動器輸入電壓為7V至28V,LED電流通過電位器R2在到范圍內調節。LED支路可以串聯1到4只LED。圖6提供了一個亮度調節過程的例子。LED電流具有較快的上升和下降時間,當PWM調光信號變高時,對于的LED電流會有小于100mA的過沖。
圖6a:PWM調光過程中,LED電流的上升過程(Vin = 7 V,I = 0.8 A,3只LED串聯) ( Ch1:PWM調光信號；Ch4:LED 電流)
圖6a中,3只串聯LED的電流為,輸入電壓為7V。示波器通道1為PWM調光信號,通道4為LED電流,該電流在PWM信號變高時會增大。圖6b中,當PWM信號關斷時,LED電流降為0。圖7a和圖7b采用了相同設置,唯一區別是輸入電壓為14V。
圖6b:PWM調光過程中,LED電流的下降過程 ( Ch1:PWM調光信號；Ch2:LED 電流)
從上述測試結果可以看出,平均電流控制模式能夠理想用于LED驅動。同時,也可以方便地對該電路加以改進,使PWM亮度控制電路可以實現較高的調光比。
圖7a:PWM調光過程中,LED電流的上升過程 (Vin = 14 V,I = 0.8 A,3只LED串聯)( Ch1:PWM調光信號；Ch4:LED 電流)
圖7b:PWM調光過程中,LED電流的下降中 ( Ch1:PWM調光信號；Ch4:LED 電流)
作者:
Suresh Hariharan
美信公司
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