作者: TI專家Bruce Trump 翻譯: TI信號鏈工程師 Rickey Xiong (熊堯)
大家公認(rèn)的事實是單位增益穩(wěn)定放大器比非完全補償放大器更流行，且取得了壓倒性的優(yōu)勢。這說明什么呢？
單位增益穩(wěn)定放大器（一般稱為UGS）通常在增益配置為1時是穩(wěn)定的，它將輸出信號完全反饋到運放的反向輸入端。但是，將運放增益設(shè)置為1的時候當(dāng)做穩(wěn)定性最差的情況是不正確的，我們把這種情況看做是常見的惡劣條件才比較合理。
非完全補償放大器有更小的補償電容，所以獲得了更大的增益帶寬和更高的壓擺率。盡管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的電流下工作時，非完全補償放大器能夠達(dá)到更高的速度，但這必須是在噪聲增益遠(yuǎn)大于1，而不是單位增益的情況下。我的同事Soufiane最近寫了一些關(guān)于非完全補償放大器的文章(點擊這里, 查看原文)，但是我還有其他一些觀點。
圖1畫出了理想的UGS和非完全補償放大器的增益和頻率響應(yīng)曲線的關(guān)鍵部分。非完全補償放大器的增益帶寬積是10MHz，UGS的增益帶寬積2MHz，非完全補償放大器的增益帶寬積是UGS的5倍，壓擺率也比UGS高。通常情況下，UGS的單位增益帶寬略小于它的增益帶寬積。非完全補償放大器的單位增益帶寬是它的增益帶寬積的一半。我們不能使這些運放的噪聲增益接近單位增益帶寬，因為在3MHz的第二個極點會極大地影響這個區(qū)域的增益或者相位，相位裕量將會相當(dāng)小或者為零。
非完全補償放大器好像有一些神秘，使得一些用戶不知道他們的電路是否穩(wěn)定。圖2a顯示了一個普遍的錯誤。盡管這個運放的增益為-10，但是反饋回路上的一個電容使得高頻部分的頻率響應(yīng)曲線變得不平坦。在穩(wěn)定性涉及到單位增益的高頻部分，這個電容可以視為短路。使用一個較小的電容來補償反饋網(wǎng)絡(luò)以獲得平坦的響應(yīng)曲線是可取的，但是一個大電容會造成曲線不平坦，這肯定會帶來問題。
同樣地，圖2b中的并聯(lián)反饋濾波器帶來了一些問題，犧牲了濾波器的部分低頻增益。圖2c中的積分器也是另一種不恰當(dāng)?shù)姆峭耆a償放大器的應(yīng)用。
我們已經(jīng)提升了運放的設(shè)計能力。現(xiàn)在我們變得更聰明且擁有更好的IC設(shè)計流程。我們現(xiàn)在可制造功耗只有幾百微安的運放，而在過去需要幾十毫安。所以，現(xiàn)代的UGS在速度和功耗上能夠更加接近，甚至優(yōu)于過去的非完全補償放大器。盡管如此，非完全補償型放大器在一些要求更高的應(yīng)用場合可能會是一個更好的方案。
我并不是完全鼓勵選擇非完全補償放大器而不是UGS。這兩種運放都有他們各自的優(yōu)劣，你應(yīng)該根據(jù)你的實際設(shè)計來做選擇。無論你選擇哪種運放，你應(yīng)該清楚地理解它們之間的差異和存在的問題。如果你不確定，請到我們的運大器論壇上來尋求幫助。
下面是一些非完全補償放大器和UGS的對比：
OPA228（OPA227UGS版本）精密，低噪聲BJT運放
OPA637（OPA627UGS版本）精密，高速JFET運放
OPA345（OPA344UGS版本）軌對軌CMOS運放
LMP7717（LMP7715UGS版本）88MHz CMOS運放
你有一些什么經(jīng)驗？你能成功使用非完全補償放大器，還是有一些困難呢？
閱讀原文, 請參見http://e2e.ti.com/blogs_/b/thesignal/archive/2013/04/07/op-amps-g-1-stable-amp-decompensated.aspx
