發布日期：2022-10-09 點擊率：386
第5章 電容式傳感器 圖5-5 電容式角位移傳感器原理圖 5.2 電容式傳感器的靈敏度及非線性 圖5-8 差動平板式電容傳感器結構 5.3 電容式傳感器的測量電路 5.4 電容式傳感器的應用 若傳感器輸入不為 0, 則C1 ≠ C2, 那么I1≠I2, 此時RL上必定有信號輸出, 其輸出在一個周期內的平均值為 式中f為電源頻率。 當RL已知, 式（5 - 32）中［R（R+2RL）/（R+RL）2］RL=M（常數）, 則 Uo=Ei fM(C1-C2) 從式（5 - 33）可知, 輸出電壓Uo不僅與電源電壓的幅值和頻率有關, 而且與T型網絡中的電容C1和C2的差值有關。 當電源電壓確定后, 輸出電壓Uo是電容C1和C2的函數。該電路輸出電壓較高, 當電源頻率為 1.3MHz, 電源電壓Ei=46 V時, 電容從-7～+7pF變化, 可以在 1MΩ負載上得到-5～+5 V的直流輸出電壓。電路的靈敏度與電源幅值和頻率有關, 故輸入電源要求穩定。當Ui幅值較高, 使二極管VD1、VD2工作在線性區域時, 測量的非線性誤差很小。電路的輸出阻抗與電容C1、C2無關, 而僅與R1、R2及RL有關, 其值為1～100kΩ。 輸出信號的上升沿時間取決于負載電阻。對于1kΩ的負載電阻上升時間為 20 μs左右, 故可用來測量高速的機械運動。 四、 脈沖寬度調制電路 脈沖寬度調制電路如圖 5 - 12 所示。 圖中C1、C2為差動式電容傳感器, 電阻R1=R2, A1、A2為比較器。當雙穩態觸發器處于某一狀態, Q=1,=0, A點高電位通過R1對C1充電, 時間常數為τ1=R1 C1, 直至F點電位高于參比電位Ur, 比較器A1輸出正跳變信號。與此同時, 因=0, 電容器C2上已充電流通過VD2迅速放電至零電平。A1正跳變信號激勵觸發器翻轉, 使Q=0,=1, 于是A點為低電位, C1通過VD1迅速放電, 而B點高電位通過R2對C2充電, 時間常數為τ2=R2C2, 直至G點電位高于參比電位Ur。 比較器A2輸出正跳變信號, 使觸發器發生翻轉, 重復前述過程。 電路各點波形如圖 5 - 13 所示, 當差動電容器的C1=C2時, 其平均電壓值為零。當差動電容C1 ≠ C2, 且C1 > C2時, 則τ1=R1 C1>τ2=R2 C2 。由于充放電時間常數變化, 使電路中各點電壓波形產生相應改變。 ? 如圖 5 - 13（b）所示, 此時uA、uB脈沖寬度不再相等, 一個周期（T1+T2）時間內其平均電壓值不為零。此uAB電壓經低通濾波器濾波后, 可獲得輸出 式中: U1——觸發器輸出高電平;T1、T2——C1、C2充放電至Ur所需時間。 由電路知識可知: T1=R1C1ln （5 - 35） T2= （5 - 36） 將T1、T2代入式（5 - 34）, 得 把平行板電容的公式代入式（5 - 37）, 在變極板距離的情況下可得 式（5 - 38）中d1、d2分別為C1、C2極板間距離。 當差動電容C1=C2=C0, 即d1=d2=d0時, uAB=0; 若C1≠ C2, 設C1 > C2, 即d1=d0 -d, d2=d0+Δd, 則 同樣, 在變面積電容傳感器中, 則有 由此可見, 差動脈寬調制電路能適用于變極板距離以及變面積式差動式電容傳感器, 并具有線性特性, 且轉換效率高, 經過低通放大器就有較大的直流輸出, 且調寬頻率的變化對輸出沒有影響。 一、 電容式壓力傳感器 圖 5 - 14 所示為差動電容式壓力傳感器的結構圖。圖中所示為一個膜片動電極和兩個在凹形玻璃上電鍍成的固定電極組成的差動電容器。 當被測壓力或壓力差作用于膜片并使之產生位移時, 形成的兩個電容器的電容量, 一個增大, 一個減小。該電容值的變化經測量電路轉換成與壓力或壓力差相對應的電流或電壓的變化。 二、 電容式加速度傳感器 圖 5 - 15 所示為差動式
電容式傳感器一般是將被測量的變化量轉換為電容量的變化。目前，基于這種原理的各種類型的傳感器已在測量加速度、液位、幾何孔徑等方面得到了廣泛的應用。但以電容為變化量的傳感器（尤其是MEMS傳感器），其電容變化范同往往只有幾個pF，甚至幾個fF。這便對電容檢測的精度提出了很高的要求，尤其是在傳感器的研發過程中，往往需要極高精度的電容檢測設備對傳感器進行測試與調校。但是一直以來國內外都缺乏能夠對微小電容進行實時檢測的專用儀器，普遍的做法是針對所研發的傳感器自行設計、制做專門的電容檢測電路，這無疑增加了傳感器設計的難度與工作量。針對這一問題，我們設計了通用的電容式傳感器檢測系統。該系統能夠對微小電容進行實時檢測，并可以通過上位機實現實時顯示、存儲等功能。
1 總體設計
電容式傳感器的檢測方法主要有：設計專用ASIC芯片；使用分立元件通過電容橋、頻率測量等原理實現測量；使用通用電容檢測芯片將電容轉換為電壓或其他量等。從技術難度、測量精度等多方面考慮，本系統采用集成電容檢測芯片來完成對電容式傳感器的檢測。系統結構框圖如圖1所示。電容檢測芯片選用Irvine Sensor公司的MS3110。MS3110將電容量轉換為電壓量輸出（量程為0～10 pF）。單片機MSP430F149集成的12位A／D轉換器對輸出電壓進行采樣，并通過I／O端口對MS3110內部寄存器進行設置。數據經采樣后通過串口傳送到上位機進行處理、實時顯示、存儲等。上位機由普通微機構成。
2 系統硬件設計
2．1 MS3110簡介及寄存器設置
MS3110是Irvine Sensor公司生產的具有極低噪聲的通用電容檢測芯片。它采用CMOS工藝，工作電壓為+5 V，測量靈敏度為，集成的補償電容等參數均可以通過寄存器控制。其基本測量原理為：對被測電容與參考電容同時以相反時序充放電，通過電流積分、低通濾波、放大等將被測電容與參考電容差值轉換為電壓輸出。MS3110內含一個60位的寄存器和100位的EEPROM。可通過單片機MSP430F149的I／0口對其EEFROM編程，或使MS3110工作在測試狀態直接對寄存器進行編程。通過這些設置可對MS3110內部各個模塊的參數進行精確的調節。
MS3110原理框圖如圖2所示。MS3110主要由電容補償電路、電荷積分電路、低通濾波器以及運算放大器組成。
其中，CSlIN、CS2IN為被檢測電容，CSl、CS2為MS3110內部的可調電容。通過對內部寄存器進行設置，CS1可在O～1．197 pF范圍內調節，CS2可在0～9．709pF范圍內調節。CF為電荷積分器的積分電容，可在O～19．437 pF范圍內調節。以上3個可調節電容的調節步進均為19 fF。低通濾波器的帶寬可在O．5～8 kHz范圍內調節，可調增益GAIN可選擇2或4。
另外，參考電壓VREF、空載輸出電壓Vout等也可以通過寄存器進行精確調節。其空載輸出電壓的計算公式如下：
Vout=GAIN×V2P25×1．14×（CS2T-CS1T）／CF+VREF （1）
式中：CSlT=CS1IN+CSl，CS2T=CS2IN+CS2；本系統中可調整的內部增益GAIN取2；V2P25為芯片參考電壓輸出，默認值為2．25 V；參考電壓VREF可選O．5 V與2．5 V兩個值，本系統中選取O．5 V。由于燒寫EEPROM需要額外的16 V電壓，本系統中將TEST引腳拉低使芯片處于測試狀態，通過I／O即可直接更改其寄存器。由于掉電后寄存器數據將丟失，所以每次上電后都需要對所有的寄存器進行初始化。需要特別指出的是，MS3110數據手冊中給出的寫寄存器時序圖中，將數據輸入時鐘SCLK周期標為固定值2μs。在實驗中我們發現，周期大于2μs時均可成功設置。
2．2 MSP430F149簡介及通信接口設計
系統使用MSP430F149集成的12位A／D轉換器進行A／D轉換。MSP430F149在1 MHz的時鐘頻率下運行時，芯片的電流在200～400μA左右；在等待方式下，耗電僅為O．7μA；在節電方式下，電流最低可達0．1 μA。集成的12位A／D轉換器具有較高的轉換速率，最高可達200 kbps，能夠滿足大多數數據采集應用，為系統的單片解決方案提供了極大的方便。
MSP430F149集成的A／D轉換器可采用內部2．5 V參考電壓或外部參考電壓，但其內部參考電壓準確性較差，在本系統中將MS3110的2．25 V參考電壓輸出作為A／D轉換器的參考電壓。低功耗單片機與集成A／D轉換器的采用保證了系統擁有較低的功耗。
與上位機的通信接口采用MSP430F149集成的串行接口，通過MAX3232芯片轉換為三線RS232接口與計算機串口直接相連。
3 系統軟件設計
系統軟件包括單片機軟件與上位機軟件兩部分。
3．1 單片機軟件設計
采用IAR Assembler for MSP430集成開發環境，使用C語言編寫了單片機部分的程序，主要包括系統初始化、測量芯片寄存器初始化、測量與數據傳輸等。單片機軟件流程如圖3所示。
單片機初始化包括單片機I／O初始化、串行口參數初始化、A／D轉換器初始化，以及與上位機通信接收系統參數等。MS31lO初始化是通過單片機I／O對MS3110內部寄存器進行初始化，包括參考電容值、可調增益、初始電壓等參數。采樣開始后，單片機按照設定采樣率進行采樣；采樣結束后，將數據經轉換后傳送給上位機進行處理、顯示與存儲。
3．2 上位機軟件設計
采用VC++6．0軟件和C++語言編寫系統的上位機軟件。軟件功能主要包括設置參數，與下位機通信，數據實時圖形化顯示、存儲和讀取等。上位機軟件界面如圖4所示。
4 精度測試與分析
進行測試前，首先應對電路的初始輸出進行校準。方法如下：將CSl、CS2設置為O，使用用高精度電壓表對MS3110芯片輸出電壓進行測量，輸出為O．497 192 V，將式（1）中的VREF修正為0． V。
在電路板CS2IN位置上焊接一個1．8 pF多層陶瓷電容，用于模擬外部電容式傳感器；芯片內部可調電容CS2由O逐步步進到342 fF，以模擬傳感器電容的變化，步進值為19 fF。具體寄存器參數設置如下：CSl設為O，為CF設9．728 pF，可調增益GAIN設置為2，V2P25設為2．25 V，其他參數均取手冊推薦值。通過實驗測得，當CS2取O時，測量值為1．960 021 pF。與電容標稱值的差異主要是由電容本身容差與電路的分步電容引起的。由式（1）可得：
CS2=（Vout-VREF）CF／（GAIN×V2P25×1．14） （2）
代入具體數值可得：
CS2=（Vout-0．497 192）×9．728／5．13 （3）
其中，Vout=（A／D采樣值／4 095）×2．25。精度測試實驗結果如表1所列（實測容值為10次測量的均值）。
測試結果表明，該電容式傳感器檢測系統具有較高的檢測精度，平均誤差僅為0．879 fF，最大絕對誤差小于1．6 fF。由于MSP430F149集成的A／D轉換器為12位，當CF取9．728 pF時，系統對電容的分辨率只有1．042fF。可見，A／D轉換器的分辨率是制約檢測精度的重要因素。在對系統進行改進時，可考慮采用更高位數的A／D轉換器。
結語
本文基于電容檢測芯片MS3110設計了一款電容式傳感器檢測系統，給出了設計要點和需要注意的問題。該系統具有較高的測試精度，可用于電容式傳感器檢測與研發。
摘 要：首先介紹了將電容轉換為與其值成正比的直流電壓信號（C/U轉換）或時間信號（C/t轉換）的幾種方法，接著重點分析了一種利用容抗法實現的C/U轉換電路，并給出了具體參數。最后簡單闡述了在生產科研活動中如何利用低功耗電容式傳感器的電容轉換電路對一些非電量進行測量。
關鍵詞：電容；傳感器；轉換；測量
在生產科研活動中，經常要對溫度、壓力等非電量進行測量，使得現代傳感器技術有了飛速的發展。電容式傳感器的檢測元件可將被測非電量變換為電容量，然后通過對電容值的測量得到相應的非電量的值。由此可見對電容值進行測量是有實際意義的。在數字化測量技術中，為實現對電容所測值進行數字顯示，通常是將被測電容Cx先轉換成與其成正比的直流電壓信號（稱C/U轉換）或時間信號（稱C/t轉換）。這里介紹一些具體的轉換方法，并詳細討論一個典型的C/U轉換電路。
1、測量電容的幾種轉換方法
⑴ 充電法測電容
圖1是這種方法的原理圖。集成運放反向輸入端所加的基準電壓Ur經電阻R對被測電容Cx進行充電，當輸出電壓Uo達到預先設定的額定值時就停止充電。在Ur和R為定值的情況下，顯然充電時間t的長短與Cx成正比。由圖1可寫出其關系式：
只要測出時間t的大小，就可得知Cx的值。利用這種C/t的轉換方法測電容，其可測范圍為10μf-999.9μf。
⑵ 充放電法測電容
圖2是這種方法的原理圖之一，它由窗口比較器對電容的充放電進行控制。基準Ur先對Cx進行充電，當兩端電壓達到額定值時就對地放電，當電容兩端電壓降低到一個額定值時再次充電。Cx如此反復的充放電，就形成一個周期為T的震蕩電壓波形，T值與Cx成正比，因此通過測量時間T的大小就可得知Cx的值。這種通過C/t轉換測量電容若配上單片機電容量的分辯率可達（0.5-1）×10-3乘以電容滿度值，可測范圍為0-200μF。
和上述方法相似的另一種測量方式是稱為換向式的測量法，它也是先充電后放電，但放電到-Ur為止通過測量放電的持續時間Td得知Cx的大小，這種方法的優點是對充電電源及放大器參數要求不嚴格，測量誤差小，分辨力可達0.1pF，能滿足電容傳感器的要求。
⑶ 脈寬調制法測電容
圖3是這種方法的原理圖。它是在如圖所示的單穩態觸發器的觸發端輸入一個脈寬為tw，周期為T的矩形波，在閾值為TH加被測電容Cx。通過Cx充放電在輸出端得到一個周期仍為T，但脈寬tw即占空比q=tw/T隨Cx成比例變化的矩形波（所以稱為脈寬調制）。如果能設法測出tw的值，則Cx也可得，這顯然也屬于用C/t轉換法測電容。由于q隨C/x改變是輸出的矩形波電壓平均值Uo值隨之而變，即表明Cx與Uo成正比，所以只要能Uo并測出它的數值，就可以得出Cx的值，顯然這屬于通過C/U轉換測電容。脈寬調制法測電容的范圍為0-20μF，最高分辨別率為1μF，它的缺點是測量前都要手動調零，從而延長了測量時間。
⑷ 容抗法測電容
圖4是這種方法的原理電路圖。運放處于線性工作，Ui是幅度及頻率fo均恒定的正弦測試信號。電容中通過正弦交流信號時，其容抗為Xc=1/（2πfoCx），當fo恒定時，Xc與Cx成反比。
2、按容抗法實現的C/U轉換電路的設計與分析
根據容抗法測量原理，為實現C/U轉換，必須有正弦信號發生器，C/ACU轉換電路，AC/DC轉換電路，濾波器及輔助電路等。
由集成運放N1，電阻R1-R5和C1-C2組成RC橋式振蕩器，其中C1R1和C2R2組成RC串并聯網絡，R3R4R5組成負反饋網絡，通過調整R3R4R5 的值使略大于3滿足起振的條件，即R4+R5>2R3。運放N2是一級反向輸入的緩沖放大器，其電壓增益為A=-（R7+RP1）/R6其中RP1為校準電位器，調節RP1可改變N2的電壓增益。由運放N3、電阻RS和電容Cx組成測量電容的主電路，其功能是實現C/ACU的轉換。由運放N4、電阻R9- R11和電容C3- C4組成二階有源帶通濾波器，其中心頻率fo=400HZ因此有源帶通濾波器只允許400HZ信號通過，這樣就得到一個純正的400HZ的正弦波。由集成運放N5、二極管VD3-VD5電阻R13- R16和，電位器RP2和電容C5- C8組成精密整流電路，電路中的R12是N5的同向端輸入電阻，R13、 R14為負反饋電阻可將N5偏置在線性放大區并控制運放的增益。
3、電容式傳感器的應用
電容式傳感器的檢測元件將被測非電量變換為電容量變化后，用測量線路（C/U轉換電路）把電容容量的變化變換為電壓，再通過電壓與電容的關系得出非電量的值。可應用在測氣體的濃度、油箱油量、導電液體液位等等。
這種電容式轉換電路具有線性度好、準確度高、電路簡單、成本小、功耗低等特點可應用于一些小型、便攜式裝置中。例如數字萬用表就是利用容抗法實現C/U轉換輸出平均值電壓再配以高分辯率的液晶A/D轉換器把模擬量轉換成數字量來測量電容的。
參考文獻：
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[3]陳煒煒.電容式傳感器方案比較與設計要點[J].科技風. 2008（12）
描述
電容式傳感器工作原理
電容式傳感器分單電容式和差分電容式二種。如圖1所示。
圖1 單電容式和差分電容式傳感器
（a） 單電容傳感器
（b） 差分電容傳感器
圖1（a）為兩平行板組成的電容器，圖1（b）為兩平行板中間插入極板組成的差分電容傳感。對圖1（a）而言，當忽略電容器的邊界效應時：
電容器的電容量為：
式中A為電容器的極板面積，d為極板的距離，er、e0為介電常數。
電容傳感器中的變間隙式電容傳感器的C-d特性如圖2所示。
圖2 變間隙式電容傳感器的C-d特性曲線圖
單電容傳感器的一個極板固定，稱為靜極板，另一極板與被測物體連接為動極板。差分電容傳感器的上下極板均固定，稱為靜極板，中間極板為動極板。當被測物體移動時動極板跟隨移動，就改變了極板間的電容量C，可知C-d特性是一條曲線：
當d0減小Dd時，且δd《 d0
（1）
由（1）式可得：
（ 2 ）
當Dd/d0《《1時，得到進似的線性關系；
電容傳感器的靈敏度：
（3）
如果考慮到（2）式中的線性項和非線性項：
；
電容傳感器的相對非線性誤差：
（4）
從（3）式可以看出，要提高靈敏度，應減小電容起始間隙d0 ，但d0的減小受到電容器擊穿電壓的限制，不僅加工精度要求高，電容傳感器的相對非線性誤差增加。
為提高傳感器的靈敏度K，提高精度、減小非線性誤差&，電容傳感器大都采用差動式結構。在差分電容傳感器中，當動極板的移動距離為Dd時，電容C1的間隙d1變為d0-Dd，電容C2的間隙d2變為d0+Dd。
當Dd/d0≤1時，得到進似的線性關系
；
差動電容傳感器的靈敏度
；
差動電容傳感器的相對非線性誤差：
（5）
可見，電容傳感器采用差動方式之后，靈敏度提高了一倍，相對非線性誤差減小了一個數量級。與此同時，差動電容傳感器突出優點是最大限度地減小環境影響所造成的誤差。
就MEMS單電容式和差分電容式傳感器而言，單電容式傳感器在50Hz~20KHz范圍內頻響線性度好，將來可做成微麥克風代替柱節式壓力傳感器，用在手機里。差分電容傳感器在0Hz-1KHz范圍內頻響線性度好，目前已廣泛應用在低頻地震波檢測上。
單電容傳感器調理電路
傳統的電容檢測方法有電荷轉移法和脈寬調制法，電荷轉移法常用于單電容檢測，脈寬調制法常用于差分電容檢測。圖3是方波發生器電路，產生的方波頻率。
如果 Rf 為常數，則f是Cx（x）函數，可根據測定f占空比，計算出Cx（x）的值。實際上，圖3電路僅可測量靜態電容，對于測量動態電容，必須對電路進行改進， 對Cx的電荷轉移過程進行保護。改進的方法是用電容性有源網絡在電路中來代替Cx，如圖4所示。U3是電荷轉移放大器，是網絡的中心；U2是跟隨器；U4是保持器，電路靜態諧振頻率以38KHz~40KHz為好。
圖3 方波發生器電路
圖4 由RC和運算放大器組成的電容性有源網絡
用有網絡代替Cx，可構成電容—頻率轉換器：
式中。
電容—頻率轉換器輸出頻率：
；
式中 Rf 、C1、C2、R5、R6為常數。
該電路靜態諧振頻率一般以38KHz~40KHz為好。
差分電容傳感器調理電路
目前流行的MEMS器件加速度計，其傳感器原理一般基于差動電容。加速度計主要由質量彈性元件、位移測量系統及信號調理電路構成，可以根據測量DC 得到物體的運動速度和加速度。
圖5 MEMS電容式振動加速度傳感器
如圖5所示，中間極板（即橫梁的伸出部分）與二個固定的外極板組成差動電容 CS1和CS2。沒有加速度時，CS1=CS2；產生加速度時，橫梁的移動改變了中間極板和固定的外極板之間的相對位置，引起電容變化，CS1≠CS2。通過測量電路，將電容的變化在外加交流電壓的激勵下轉化為電學量，能夠測得該物體相應的瞬時速度或瞬時加速度值。
圖6 交直流激勵差分電容振動加速度傳感器調理電路方框圖
圖7 交直流激勵的差分電容振動加速度傳感器的調理電路
具體電路如圖7所示：U0（MAX038）信號發生器芯片產生1MHz的正弦交流信號；U1（AD797）運算放大器組成反相比例放大器，U2（AD797）運算放大器組成同相比例放大器。1MHz的交流信號經U1、U2后，變為大小相等、方向相反、相位相差180o的二個交流激勵信號，用來激勵差分電容傳感器；U4（AD745JR）是高輸入阻抗電荷轉移放大器。U4是調理電路的中心，在外加激勵信號的作用下，傳感器振動引起的電荷轉移成電壓信號的變化。R12、R13、R14采用T型連結，目的是提升電路阻抗和電路系統放大倍數。U6（AD797）運算放大器是 將C11、R16組成的高通濾波器去除低頻干擾后的電壓信號經適當放大，為下一步同步解調作好準備；U3（AD797）運算放大器組成的移相電路，其作用是使調制信號和解調信號同步；U5同步解調器，采用ADI公司生產的平衡解調器AD630，經U5同步解調出的電壓信號就是反應振動加速度大小的信號；U9（OP137）運算放大器組成二階有源低通濾波器，濾除信號中高頻噪音成份；U10（OP177）運算放大器組成 跟隨器，信號經調整后跟隨輸出。
U7（OP137）運算放大器組成反饋AGC回路，將振動加速度信號的輸出信號反饋回源極，使動極板產生和加速度方向相反的靜電力，目的是增加加速度計的靈敏度和帶寬。該套加速度計的分辨率為2-18。
激勵信號采用正弦交流信號而不用方波信號，是因為方波信號為離散信號沒有連續性，解調時易產生尖峰脈沖雜波，雜波不易濾除，并且貫穿整個電路，影響測量分辨率。
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